4.1 直接序列扩频系统
- Direct Sequence Spread Spectrum，DS-SS，又称为平均系统或伪噪声系统。
-
4.1.1 直接序列信号的产生
扩频信号采用直接序列调制方法产生
- 高速伪随机序列与信息序列模2加（或伪随机码波形和信息码波形相乘）
- 产生的复合码序列再直接调制载波
- PSK信号是最佳调制方式
- 常采用抑制载波的二相平衡调制方式。- - 节省发射功率；提高发射机效率；
4.1.2 扩频码的调制与混频
- 抑制载波双边带平衡调制：
- 相位调制：
- m(t)是二进制序列
- 抑制载波双边带平衡调制：
- 等效为一个只取的二值波形函数对载波进行抑制载波的双边带振幅调制信号，即平衡调制信号。
- 对于DS-SS，调制信号为扩频码，若
- 只要 c(t) 不含直流分量，平衡调制就抑制了载波
- 注意：
- 载波频率必须远远高于调制信号中有用信号的最高频率
- 否则会发生频谱交叠，产生折叠噪声，使传输信号质量下降
- 频谱特性：调制就是把调制波频谱搬移到f0
- 功率谱密度
- 功率谱特点
- 接收端情况
- 信号混频过程就是信号相关解扩过程，混频输入不再是频率单一的正弦波，而是受本地参考扩频码调制的已调信号
- 混频信号：
- 乘积差项：
- 码同步时：
- 【两个周期相同、码相位同步】的调相信号混频，输出信号中不再包含扩频码，即被解扩。而由信息信号确定的相移仍保留在中频信号中，混频器输出仍为调相波。
接收端混频实质
时域信号乘积，频谱是两个信号频域谱卷积
- 频谱特性解释：
- 信号功率谱是统计平均量，长时间统计平均的结果
- 工程上采用频谱分析仪观测DS-SS频谱，看到的仅是观测时刻前一段时间的统计平均。
- 实际是将被观测的信号分成若干时间段，将每一时间段的信号都看作是周期信号的一个周期来处理，因而在频谱分析仪上看到信号的功率谱应该是离散谱；
- 但是，由于扩频码的伪随机性和信息码的随机性，被划分的各时间段的信号是不相同的，因此出现在频谱分析仪上的任何一根谱线都是随机的，故DS-SS的频谱图形就好像包络是型的噪声一样，并非像图4-6那样理想；
- “载波泄露” 问题：
- 由于平衡调制电路元件和参数的不对称或不平衡，使输入信号幅度不是完全相等或两个反相载波相位不是严格等于0和π，故出现载波泄漏现象。
- 输出信号中，未被完全抑制的载波通常称为“载漏”（ carrier leakage ）
- 频谱上，输出信号的频谱中有载波分量出现
- 扩频序列不平衡，也会造成载波抑制不好
- 由于码不平衡，在其频谱中有直流分量出现，造成载波泄露
- 对于扩频发射机，扩频码时钟泄漏也要特别注意
- 频谱中对应于扩频码时钟的频点处有尖峰谱出现，出现对扩频信号产生寄生调幅现象
- 载波抑制程度用载波抑制度（载漏抑制度, carrier suppression ）表示
- 定义：平衡调制器输出信号的功率Po与残留载波的功率Pc之比，即
- 载波抑制不好，在载波频率点有明显的尖峰谱
从反侦察（或抗截获）与抗窄带瞄准式干扰方面来看，载波抑制度最好与扩频处理增益大体相当，一般以20~60dB为宜，使载波频率谱线完全淹没在宽带信号频谱中。
载波和码钟泄漏对系统工作将产生不良影响。
- 发端影响：输出扩频信号中有一些稳定、易于被检测出来的信号，从而失去扩频信号隐蔽的特点，同时浪费了发射机输出功率。
- 接收端影响：未被抑制的载波分量，作为一个同频同相的窄带干扰信号，将进入接收机对接收信号造成干扰。另外，未被抑制的载波将影响接收机的载波提取，进而影响解调器的正常工作，使接收系统的性能下降
- 载波和码钟泄漏是工程技术上必须注意与应当避免的
4.2 直接序列系统射频带宽和处理增益
4.2.1 射频带宽
- DS-SS系统中射频带宽直接影响系统性能。
- 射频带宽和信息速率决定了系统扩频处理增益，也决定了系统的抗干扰能力。
- DS-SS系统射频带宽通常只考虑功率谱主瓣宽度。
- 射频带宽选取问题：
- 功率损失：
- 取主瓣作为扩频信号带宽时，信号功率损失较小，只有10%损失。
- 相关特性：
- 旁瓣中丰富的高频分量来自调制信号陡峭的上升沿和下降沿。
- 过分限制射频带宽就等于限制了调制信号（PN码）的上升沿和下降沿，会使PN码尖锐的三角形相关函数顶峰变得圆滑，影响到系统的抗干扰性能。
- 功率损失：
- 特别：
- 当直接序列信号用于测距系统中时，射频带宽受限的问题更显得十分重要
- 相关函数的变坏会导致测距精度的下降
- 小结：在确定DS-SS系统带宽时，必须考虑：
- DS-SS系统Gp是扩频码传输速率与信息信号传输速率的函数
- 实质：描述信号从信息带宽与射频带宽之间变换所带来的信噪比的改善程度
- 影响处理增益因素：
- 信息传输速率
- 信息传输速率由信源决定，不可能任意减小。一旦信息信号的传输速率下降到一定程度，就不能在规定的时间内将信息传送到接收方，失去通信意义。
- 射频带宽（扩频码速率）
- 射频带宽的不断增大，并不能一直改善接收机输出信噪比。PN码时钟越高，对PN码发生器的要求也越高，系统工作频带也越宽，要求调制器和混频器在较宽的频带内保证一定的线性度，工程上难以实现。
- 当PN码传输速率不断增大，接收机输出的干扰电平不断下降，并将减小至与接收机热噪声电平相当时，就不能改善输出信号的信噪比。此时影响系统性能的是接收机内的热噪声。
- 信息传输速率
- 举例
4.3 直接序列系统中信息调制
4.3.1 FSK调制
- 扩频系统一般不采用振幅调制，因为调幅信号易于解调，不利于信息保密，且抗干扰能力较差
- 通常采用FSK或PSK 调制方式
- 例如：信息-FSK/扩频码序列-PSK的扩频原理方框图
- 时域表达式：
- 若进行平方处理，则产生二倍频项：
注意：
DS-SS常用调制方案：
- 用信息码对射频载波进行相移键控调制，然后再用扩频伪随机码对已调载波进行相移键控调制，合成的信号是信息-PSK/扩频码序列-PSK信号。
- 等效形式：信息码序列和伪随机码序列模2加（或波形相乘），形成的复合码对射频载波进行PSK调制
- 常用调制方案：信息-PSK/扩频码-PSK 调制方式
注意：
- 信息-BPSK/扩频码-QPSK
- 注意：
- c1(t)和c2(t) 码速率相同，码结构不同，均取值为±1
- 码速率同步且相干（由同一时钟源驱动）
- c1(t)和c2(t)彼此独立
- 调制器输出：
- 功率谱：
- 信号功率谱等于同相信号功率谱与正交信号功率谱的代数和
- 注：由于扩频码彼此独立，载波正交，故上式的后两项等于0
- 信号接收：
- 接收机混频后同相支路I(t)和正交支路Q(t)分别为（仅考虑差频项，和频项不能通过中频滤波器）
- 若扩频码已同步，即：
- 则有：
- 其结果使扩频信号被解扩
- 解扩后的信号能够通过中频滤波器，从而恢复原始信息：
4.3.4 信息BPSK/扩频码QPSK
- 注意：
- 实际工程中，当 d (t) 的码速率较高时，已调信号
的带宽较宽，对其进行移相90度而不产生失真是比较困难的。
- 实际工程中，当 d (t) 的码速率较高时，已调信号
- 改进：
- 通常采用两路BPSK调制的方式来代替，同相和正交支路元器件的选取尽量保证一致， 否则会产生寄生调幅现象。
4.3.5 平衡QPSK直接序列扩频系统
- 发射机输出信号s(t)为：
- 信号接收：
- 混频器输出差频分量（忽略掉和频分量）为：
- 扩频码同步时，中频滤波器的输出为：
4.3.6 双通道QPSK直接序列扩频系统
注意：
Frequency Hopping Spread-Spectrum ，FH-SS
- 频率跳变：用伪随机码构成跳频指令来控制频率合成器输出频率，在多个频率中进行选择的移频键控。提供几百个、几千个甚至几万个离散频率选择。
- 解扩(解跳)：需要用与发端相同的跳频指令去控制本地频率合成器。使输出频率跳变信号能在混频器中与接收信号差出一个固定中频信号。
- 工作过程：
- (1) 发送端PN码序列发生器输出跳频指令（跳频图案），控制频率合成器输出信号的频率，使输出信号频率随机地跳跃变化。
- (2) 频率合成器输出信号就是发射机本振信号，被信息信号调制后作为频率跳变信号输出。
- (3) 时间-频率关系：FH载波频率是由时频矩阵组成，每个频率持续时间为Th，并按照跳频指令的规定在时频矩阵内跳变。
- 码片速率决定频率跳变快慢，即系统频率跳变速率；
- 在跳频系统中，Tc包括两部分：
- (1) 频率转换时间Tt
- (2) 频点驻留时间Th（持续时间）
- 则：
- 慢跳变系统，频率转换时间可忽略
- 快跳变系统，频率转换时间长短将成为系统成败的关键因素
- 理论分析时，通常将Tt影响忽略，近似为Tc＝Th
- 处理增益：
- FS-SS系统占用带宽比信息带宽宽得多
- 某一瞬间，跳频系统只是在单一射频载波上通信
- 但从总通信时间上看，跳频信号用占据宽的射频频带(
)来换取强的抗干扰能力 - 扩频处理增益等于系统可选用的频率数N
- FS-SS信号特点：
- 在一个很宽频带范围内采用“躲避”式方法来抵抗干扰信号
- 任何干扰信号只有与有用信号频率相同，且在有用信号的载波持续时间（驻留时间）内才起作用。
- 有用信号载波频率受扩频伪随机码控制，当频率跳变后，干扰信号就不再起作用。
- 频率跳变器：
- （1）由PN码发生器、指令译码器和频率合成器组成。FH-SS系统核心器件。
- （2）频率数和频率跳变速率决定了整个系统抗干扰能力，也决定了伪随机码发生器和频率合成器的指标。
FH-SS系统对频率合成器要求苛刻：
FH-SS系统频率合成器输出信号：
- 设
自相关函数
功率谱密度函数
- 由于：
- 因此有：
- 因此，信号a(t)功率谱密度
的单边表达式为：
- 理想频率合成器输出频谱：等间隔的一系列线谱，且每个频点均具有相同输出功率
- 信息调制后的功率谱：
- 当d(t)={±1}等概，对载波进行PSK调制时，发端输出信号为：
- 两种功率谱情况：
- 跳频信号带宽：
- 跳频信号带宽：
- FH-SS系统调制方式：
- FH-SS系统信息调制常采用FSK（数字信号）或FM（模拟信号）调制。
- FSK调制信号为：
- （1）FSK调制信号产生：
- 信息 d(t) 被调制到中频
上：
- 信息 d(t) 被调制到中频
- 设发射机本振信号为：
- 混频后：
- 经过带通滤波器滤除频率较低分量可得：
- （2）FSK调制信号功率谱：
- 设带通信号D(t) 的功率谱
- 混频器输出信号的功率谱为：
- 带通滤波后，信号功率谱密度（单边）为：
- FSK属非线性调制，对信号频谱特性研究较困难（无通用方法），故FSK调制跳频信号频谱特性研究也较困难。在一定条件下，如假设FSK信号相位不连续，频谱可看作两个振幅键控信号的叠加，功率谱密度近似为：
- 特点：FH-SS系统中，频谱由N个谱结构完全相同的带通信号频谱组成，每个带通信号中心频率分别为，其频谱结构取决于信息调制方式
4.5 频率跳变信号的产生
- 注意：FH-SS信号一般不采用信号直接调制频率跳变的载波
- 原因：
- 当射频频率较高时，在较高频率上进行调制比较困难；
- 信号通过调制实现频率搬移过程中，不可避免产生一些带外分量，调制器无法抑制，通常需在调制器后加带通滤波器控制；
- 调制器特性和参数与工作频率有密切关系。载波大范围内变化，已调信号在各个频道上的特性很难保证完全一致。
- 实际发射机在中频进行信息调制，再利用上变频器搬移到射频段。
4.5.1 跳频器
- 跳频器
- FH-SS系统核心器件
- 由伪随机码发生器、指令译码器、频率合成器构成
- 频率数和跳变速率是决定整个FH系统性能的主要技术参数
- 频率合成器：（频率综合器）
- 将若干个高稳定度和高准确度的参考频率经过各种处理技术，生成具有同样稳定度和准确度的大量离散频率的技术
- 频率合成器主要指标：
- 频率范围
- 频率分辨率
- 频率转换时间
- 频率稳定度与准确度
- 频谱纯度
- 频率范围
- 指频率合成器最低输出频率fmin和最高输出频率fmax之间的范围
- 当覆盖系数大于2~3时，整个频段可以划分为几个分频段
- GJB2929-97规定：
- 战术短波跳频电台： 1.6MHz~29.9999MHz
- 战术超短波跳频电台：30MHz~87.975MHz
- 频率分辨率间隔
- 频率分辨率：指两个相邻频率之间的最小间隔
- 不同用途的频率合成器对频率分辨率的要求不同。有的只需kHz的分辨率，有的则需要达到Hz甚至到mHz的分辨率
- 频率转换时间
- 频率转换时间：频率合成器从一个频率转换到另一个频率，并且达到稳定所需要的时间
- FH-SS系统对频率转换时间有严格要求。特别是在快速频率跳变系统中。频率转换时间越短，可允许的频率跳变速率就越高，就更适合高速数据传输，并可有效地抑制干扰，特别是人为转发性干扰
- 频率稳定度与准确度
- 频率准确度：指频率合成器的实际输出信号频率偏离标称工作频率的大小。
- 频率稳定度：指在一定时间间隔内，频率合成器输出频率变化的范围。
- 频率准确度与稳定度既有区别又有联系，只有稳定才能准确。
- 通常将工作频率相对于标称工作频率的偏差，记入不稳定偏差之内，只考虑频率稳定度。
- 频率稳定度可分为：（时间没有严格的界限）
- 长期稳定度（年，月）
- 短期稳定度（日、小时）
- 瞬时稳定度（秒，毫秒）
- 长期稳定度主要由晶振和元件老化所决定
- 短期稳定度主要取决于内部电路参数的变化、外部电源波动及其他环境因素
- 瞬时稳定度主要由噪声和干扰引起，时域上可用“真方差”、“阿伦方差”等来描述，频域上可用功率谱密度来表示。
- 频谱纯度
- 频谱纯度：指频率合成器输出信号中包含谐波分量和其他杂散分量大小的一种度量
- 影响频谱纯度的主要因素：滤波器质量、相位噪声、杂散噪声和其他寄生干扰
- 通常总是希望频谱的纯度越高越好
- 跳频系统对频率合成器要求：
频率合成方法：
- 直接频率合成法（Direct Frequency Synthesis，DS法）采用混频、分频、倍频等方法合成
- 间接频率合成法（Indirect Frequency Synthesis，IS法）采用锁相环来实现频率合成
- 直接数字合成法（ Direct Digital Synthesis，DDS法）
1. 直接式频率合成
- 直接频率合成法大约出现在19世纪30年代，是最早出现的最经典的频率合成技术。
- 利用一个或多个高稳定、高频谱纯度的参考晶振，通过混频器、倍频器、分频器和滤波器实现对参考晶振的加、减、乘、除运算，生成所需要的频率。
- 直接式频率合成优点：
- 频率转换速度快；带宽较宽；相位噪声性能好，适合于快速跳频。
- 直接式频率合成缺点：
- 需要复杂的滤波、屏蔽、消除射频干扰等措施；功耗大、体积大、成本高，难以保证高的频谱纯度。
- 随着微波器件及集成电路工艺水平提高，其实现难度、成本、质量和体积正在逐步缩小，近几年在需要快速跳频和频率稳定度要求高的场合又重新引起重视。
- 直接式频率合成器实例
- 利用完全相同的混频(和)与分频(除)基本单元级联而成
- 基本单元- 能提供k个频率信号。输入信号频率为f0；参考信号频率为：
- 提供的输出信号频率为：
- N0 为基本单元分频器的分频比
- （1）频率数目：
- 与输入参考信号的频率数目和混频次数有关。若M个基本单元级联，参考信号频率个数为k，则输出频率总数为：
- （2）最小频率间隔：
- 每增加一级基本单元，输出信号频率间隔就减少为前一级频率间隔的
；则M级的最小频率间隔为：
- 每增加一级基本单元，输出信号频率间隔就减少为前一级频率间隔的
- 举例
- （3）延迟特性：
- 带通滤波器用来抑制混频产生的和频之外的其它组合频率，以保证输出频谱纯度
- 开关转换时间对所要求的跳变时间来说不是主要的
- 影响跳频时间最关键的是带通滤波器的延迟特性
- 级联滤波器的总时延将限制跳频器的频率跳变速率
- （4）开关电路：
2. 间接式频率合成
- 利用锁相技术来产生所需要的频率（锁相频率合成法）
- 出现在20世纪60年代末和70年代初，早期的使用模拟锁相环，当输出很多较高频率时，需大量的混频器、分频器和带通滤波器，缺点明显，且难以弥补。
- 数字锁相环的出现，加之不断吸收和利用吞脉冲计数器、小数分频器、多模分频器等数字技术新成果，使数字锁相频率合成技术日益成熟。
- 实现了频率合成技术的第一次飞跃
- 压控振荡器输出频率：
- 通过频率控制编码，可改变分频比M，从而得到不同的输出频率
- 锁相频率合成法存在的问题：
- VCO输出直接加在可编程分频器上，而分频器还不能工作到很高的频率，限制了应用
- 频率分辨率为fc，改变分频比M可以等间隔地改变频率合成器的输出频率
- 在频率分辨率要求很高的场合就必须降低fc，但降低fc，输出频率的转换时间就会加长
- 输出频率数量有限，如增加输出频率数量，需要增大分频比，将造成杂散、相位噪声的增加
- 为减少频率捕获时间，提高跳频速率，同时保持低噪声特性，一般可采用如下技术措施：
- （1）使用取样-保持环路滤波器：
- 取样-保持环路滤波器可减小鉴相器引起的抖动，使选择环路参考频率和滤波器参数有较大的自由度，从而可以减小环路捕获时间，提高跳频速率。
- （2）采用粗调预置法：
- 将频率控制编码指令通过DAC变成一个直流控制电压，送到VCO，将其粗调到输出频率附近，大大降低环路锁定时间，同时也降低了开环增益的作用，相应降低了输出相位的抖动。
- （3）利用多环路技术：
- 采用两个或多个相同的锁相环轮流输出跳频频率，当一个锁相环处于锁定输出时，另一个锁相环处于对下一个频率的捕获状态，从而大大提高跳频速率。
- 举例
- 采用两个或多个相同的锁相环轮流输出跳频频率，当一个锁相环处于锁定输出时，另一个锁相环处于对下一个频率的捕获状态，从而大大提高跳频速率。
- （1）使用取样-保持环路滤波器：
3. 直接数字合成频率合成器（DDS）
- 1971年，美国学者J. Tierney，C. M. Rader和B. Gold首次提出了以全数字技术从相位概念出发合成波形的频率合成原理，成为直接数字频率合成（DDS）
- DDS打破了传统频率合成技术的束缚，为频率合成技术建立了一种新的思维模式，实现了频率合成技术的第二次飞跃。
- 优点：
- 具有许多传统频率合成方法难以获得的优点
- 如频率转换速度快、相位噪声低、相位连续和控制方便等。
- 特点：
- 相对带宽较宽
- 频率转换时间短
- 频率分辨率高
- 输出相位连续
- 可产生宽带正交信号及其他多种调制信号
- 可编程和全数字化、控制灵活方便等
- DDS基本原理：
- 利用采样定理，通过查表法产生输出信号的波形
- DDS的核心是相位累加器
- 每一个时钟脉冲相位累加器就更新一次，更新量由相位增量寄存器的相位增量k所决定。- 假设k为00..01，相位累加器初值为00..00 ，则每个时钟脉冲（频率为fs）相位累加器要加上00..01- 若累加器位数n是32位，则需232个时钟周期才能恢复到初值00..00- 当第2^32+1个时钟脉冲到来时，相位累加器又重复上述累加，周而复始。- 相位累加器输出信号周期为2^32个时钟周期。- 如果k=2，相位累加器需2n/k=231时钟周期才能恢复到初值，相位累加器输出信号的周期为2^31个时钟周期- 相位累加器的输出信号作为正弦查找表的查找地址。- 查找表中的每个数据代表正弦波一个周期中的各个相位点的量化振幅值。- 查找表相当于一个相位/振幅变换器。将相位累加器的相位信息映射成数字振幅信息，数字振幅值作为D/A变换器输入，经带通滤波器滤波平滑成正弦波输出。
- 举例
- 注意：- 实际应用中，相位累加器的所有输出位并不是全部都送到查找表，一般只取高K位，既减少查找表规模，又不影响频率分辨率。由于相位点减少，合成波形的相位噪声将增大。- 折衷考虑：只要输出的相位噪声能满足系统要求，应尽量减小相位累加器的输出位数，从而减小查找表规模。
4.5.3 信息的调制方式
FH-SS系统信息调制方式灵活，模拟信息或数字信息均可
- 模拟信号调制：
- 传输模拟信号通常采用模拟调频（FM）方式。将信息调制在中频，再利用混频方法搬移到射频，与常规通信体制不同之处是发信本振频率受跳频指令控制。
- 注意：FM调制信号的带宽和调制指数密切相关，其带宽可能大于2倍的基带模拟信号带宽，为保证扩频后频谱不重叠，频率合成器输出频率间隔至少要等于FM信号的带宽。
- 数字信号调制：
- 跳频可粗略分为快跳和慢跳：
- 数字信号调制：
- FS-SS中，通常采用FSK传输数字信号
- 以中速跳频方式为例进行分析
- 在跳频系统中，也可采用另外一种传输数字信息的方法：
- 互补信道方式传输：
- 频率合成器输出频率直接代表信息“1”或“0”，其输出频率不仅受跳频指令控制，同时还受信息控制。
- 当跳频指令一定时，频率合成器输出信号频率取决于当前要传输的信息信号是“1”或“0”。它们对应的频率值可能相邻，也可能相隔很远。
- 在整个频带内，射频频带被分成两部分：一部分频带用来传输信息“1”，另一部分传输“0”。在每一部分又被分成N个子频道，N是频率跳变系统频点数。
- 说明：
为系统第 i 个频率跳变频点，i=1，2，…，N- j 为 0 表示系统当前工作在第 i 个频点，传输信息是“0”；j为 1 表示传输信息是“1”
- 子频道
和
是系统第 i 个频率跳变频点的两个传输频道，组成一对互补频道
- 信号采用FSK调制的频率跳变系统可认为是上述的一个特例
- 在FSK调制系统中，互补频道是相邻的，见图4-34。图中阴影部分是传输信息“1”的频带
- 优点：
- （1）以“躲避”方式抗干扰：
- 干扰对系统影响程度取决于干扰类型、调制/解调方式、同步精确度等。
- DS-SS把任何非有用信号能量“平均”地分配在整个扩展频带上。
- 对FH-SS系统，只有当干扰信号能量大于接收机的解调判决门限，且在每次跳变的频点驻留时间内，干扰信号频率又恰好位于跳频频道上时，干扰信号才有效。所以瞄准式干扰FH-SS系统干扰作用不明显。
- （2）易于解决远近效用问题：
- 在同一系统中，近距离电台的强信号抑制了远距离电台的弱信号。
- 远近效应问题在DS-SS系统中尤为明显，常采用功率控制方式解决。
- 在FH-SS系统中，基本上不存在远近效应问题，系统可在非常强的邻近电台干扰下工作。
- （3）具有多址能力和高的频谱利用率
- （4）易与其他扩频系统混合使用
- （5）调制方式灵活，易于和常规通信体制兼容
- （6）具有频率分集作用
4.6 频率跳变速率和跳频点数
- （1）以“躲避”方式抗干扰：
- FH-SS系统的关键参数：
- 跳频点数
- 跳频速率
- FS-SS系统跳频点数：
- FH-SS所需频率数取决于对系统差错率（误码率）的要求
FS-SS系统最小跳变速率的决定因素：
FH-SS系统必须有大量可供选用的频率，所需频率数取决于对系统差错率（误码率）的要求。
- 假设：中速跳频系统，N个频率点，不采用冗余（一个频点/比特）
- 此时，误码率可近似表示为：
- J：功率大于或等于有用信号功率的窄带干扰信号数目（被干扰频道数）
- 增加冗余度方法：
- 当干扰功率大于或等于有用信号功率时，在一比特信息仅用一个频率传输的情况下，若误码率不能满足系统要求，则可采用增加冗余度方法，理论上总可以将这种干扰影响消除。
- 用若干个（常取奇数）频率来传输一个比特信息，按照多数准则判决。即使某一瞬间某些频率受到干扰，但只要大多数频率正确，通过多数判决，就能降低差错率。
- 例如：按照“5中择3”准则判决，使用5个频率传输1比特信息，只要收到3个正确的传输频率，就可以作出正确判决。
- 误码率：
- 为改善系统误码率，采用增加冗余度方法，频率跳变系统误码率，可由累积二项分布表示为：
- 举例
- 实际上增加“冗余度”（同时增加频率跳变速率）究竟能使误码率改善多少？
- 取决于系统参量。若每比特信息发送的频率数越多，误码率就越小，要求频率跳变速率越高，系统的射频带宽越大。
- 若系统带宽或频率合成器产生频率数目受到限制，则必须在每比特发送较多的频率数与降低误码率之间进行一定的折衷。
注意：增加“冗余度”将改善系统误码率，提高频率跳变速率和系统射频带宽。实际设计时，需要冗余数量和降低误码率之间进行折衷考虑。
4.6.2 跳频速率的选择
误码率和“冗余度”选定之后，跳频速率就可确定。
- 但当考虑到各种干扰情况，需要重新考虑！
与有用信号同频但不同相的干扰信号！
- 有用信号本身的多径延时；
- 人为的转发性干扰（即敌方设置的干扰）或称中继转发干扰。
多径干扰：
- 一般情况，多径信号比有用信号小的多，没有多大影响。
- 转发性干扰：
- 将本系统信号加以放大并用噪声污染后再发射出去。其频率与有用信号相同，但相位不同，功率与有用信号相近。此干扰对FH-SS系统危害最大。
抗干扰手段：
- 为对抗此干扰，系统只有采用提高跳频速率，使得干扰机在对某一个频率进行转发干扰之时，系统接收机工作频率已快速跳变到下一个频率上，即接收机快速地“躲避”开干扰机发送来的中继转发干扰。
假设：设备间直传路径时延为Td，发射机到干扰机的传播时延为Ti，干扰机到接收机的传播时延为Tt，若干扰机转发处理时间忽略不计，则转发性干扰信号的传播总时延为Tr=Ti+Tt。若有效地避免转发性干扰，则系统的跳变速率应该不小于1/(Tr-Td)
- 最小跳频速率是距离函数。对于固定干扰台，可以求出最小跳频速率。但对于移动台，只能使系统的跳频速率尽可能高。
- 举例
- 美国的“联合战术信息分发系统” （JTIDS ）系统
- 频段：960~1215MHz
- 跳频带宽：225MHz，
- 频点数：51个，
- 频率间隔：3MHz，
- 跳速：38.4kHop/s, 76.8kHop/s，
- 扩频方式：直扩/跳频/跳时
- MILSTAR卫星通信系统
- 频段：上行EHF（44GHz，带宽2GHz）、下行SHF（22GHz，带宽1GHz）
- 综合抗干扰体制：多波束、窄波束、自适应调零天线、宽带高速跳频、纠错、星上信号处理；
- 跳速：大于10000Hop/s
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