- 扩频通信系统接收信号一般很微弱
- 接收信号功率：10-12~10-15W（-90dBm~-120dBm）；
- 大气噪声在扩频通带内功率：10-13W（-100dBm）；
- 其它干扰信号功率更大。有用信号被干扰和噪声所淹没。
- 扩频接收机一般要在输入端信噪比为-30~0dB条件下进行信号处理。
- 相关器具有很强的微弱信号检测能力
- 设计良好的相关器（例如乘积检波器），可允许在输入信噪比低达-50 ~ -20dB条件下，从强干扰噪声中检测出微弱信号。因此大多数扩频信号的解扩都使用相关检测器。
- 扩频信号解调需要两步来完成
- （1）对扩频信号进行解扩/跳
- （2）对解扩/跳后的信号进行解调
- 对DS或FH系统，解扩/跳是通过与本地参考信号相乘来完成
- 结构：本地参考信号在结构上与发端信号相同；
- 相位：在时间或相位上与由发端信号同步。
-
5.1 扩频信号的相关解扩
5.1.1 相干通信的基本概念
信号的相干性
- 若两个波的相位差别为常数，则其频率必定相同，称这两个波为相干的
- 若两个电信号具有相同振荡频率，相同电矢量振动方向，且有固定相位差，则它们相干
- 注意：即使是相干信号，某些参数也可能是随机的
- 例如：实际振荡器，无论相位如何稳定，都会有随机成分。只要随机成分占的比例很小，可以忽略，或影响可分析和控制，那么工程上仍可认为是相干信号或部分相干信号
- 相关运算（Correlation）：
- 设波形为：
- 相关运算用一个与 s(t) 有密切相干关系的本地信号
与 r(t) 相乘后积分，即：
- 设波形为：
- 本地信号
与信号s(t) 频率相同，且相位相干。 - 注意：相乘器可用鉴相器（或环形平衡混频器）来实现，低通滤波器起到积分作用。
- 本地相干参考信号的产生：
- 相干检测的低通滤波器（积分器）可消除一部分噪声分量，从而改善接收系统输出信号质量。
- 在数字传输系统中，特别是PSK信号，采用相干检测可以减少误码，它在占用功率、带宽和抗干扰等方面性能优越。
- 相干检测过程与理论上分析的在白噪声干扰下的最佳解调方法相符。
- 相干检测性能指标：
- 与本地参考信号和输入信号的相干程度有关。
- 针对载波，由锁相环路产生
- 信号检测理论：锁相环路是信号相位检测的最佳估计设备。
- 锁相环路可等效为信号相位的线性系统。可实现对信号相位最优跟踪（指动态跟踪误差与噪声随机误差的均方值最小）。从而可实现相干通信。
- 相关解扩：
- 扩频信号：接收端复制一个与发射端扩频码结构相同、码元同步的本地参考扩频码信号。
- 相关解扩：收、发两端扩频码同步信号相乘并积分的过程。
- 完成解扩功能的载波同步及码元同步的是一些特殊的锁相环：
- 扩频码同步：
- 延迟锁定环、τ-抖动环、匹配滤波器等。
- 载波同步：
- 平方环、科斯塔斯环（Costas环又称同相正交环）等；
- 码元同步：
- 包络检波法、延迟相干法等；
- DSSS和FHSS相关处理（解扩）的过程是一样的。
- 共同点：
- 处理增益Gp都是在相关处理中，把有用的宽带信号变换成窄带信号，把无用的窄带信号或宽带信号（干扰）变换成宽带信号，从而降低干扰信号功率谱密度，提高窄带滤波器输出端信噪比的方式获得的。
- 扩频信号的相关解扩器一般有两种形式：
- 特点：
- （1）优点：结构简单；
- （2）缺点：对于干扰信号有直通现象；
- 原因：
- 相关解扩器输入与输出载波频率相同
- 载波附近的窄带干扰信号（比有用信号强）有可能绕过相关解扩器，
- 如通过空间波耦合形式直接泄漏出去
- 后果：
- 干扰信号没有参与相关运算就直接到达解扩器输出端，失去了解扩过程中所获得的处理增益。
注意：
特点：
- （1）输出、输入信号载波频率不同。相关解扩同时，完成信号混频，变换到中频上，避免载波附近干扰信号直接泄漏到输出端的可能性，简化接收机设计。
- （2）后续电路工作在较低频率，性能更为稳定，可进行标准化设计和制作。被DSSS和FHSS广泛使用。
- 频谱特性：
5.2 相关器输出的各类噪声
- 相关器主要作用：
- DSSS或FHSS中，使本地参考信号与输入信号进行匹配，使有用信号达到最大输出，将隐藏在噪声中的载有信息的信号恢复出来。
- 相关器输出特点：
- 相关器输出中，不仅包含有用信号，还有接收系统内部噪声和外部干扰。
- 注意：接收系统的不理想不仅使有用信号的输出幅度降低，而且还以某种噪声形式出现在相关器输出中
噪声对相关器输出的影响因素：
码元同步发生偏移产生原因
- 实际系统，由于收发两端振荡器频率和初始相位的微小差别，或由于收发信机间电波传播中受到干扰和传输延迟而产生差别，使接收扩频码与发射扩频码间码元同步发生偏移。
- 码元同步偏移后果
- 码元同步偏移在相关处理过程中将导致相关损失——部分有用信号功率转换为噪声功率，其大小取决于码元同步偏移的大小，使输出信号质量下降。
- 码元同步偏移的影响
- m序列自相关器最大输出发生在两码的相对位移为0时刻，此时输出信噪比最大。
- 当不完全同步时（码元同步偏移），有用信号的一部分与本地参考码的功率谱进行卷积而被展宽为噪声，因此输出噪声总量取决于同步程度。当完全不同步时，相关器输出几乎全部为噪声。
- 扩频码没有完全同步时，混频过程将产生许多新的频率分量。
- 【码元同步时间范围内】，输入扩频码与本地参考扩频码重叠，并且被变换为中频窄带信号。
- 【码元不同步时间范围内】，输入扩频码与本地扩频码不重叠部分，两者相乘所形成的信号协方差功率不为零，并以噪声形式输出。其中一部分将落在中频带宽之内，从而降低系统输出信噪比。
- 码元同步偏移可造成有用信号输出功率下降及输出噪声功率增加。
- 因此扩频系统对码元同步要求十分严格。
- 码元同步偏移的影响分析：
- 理想同步：
- 非理想同步：
- 假设：
为两码的相对时延（同步偏移） - 研究：
功率谱密度
- 方法：通过求解自相关函数来获得信号的功率谱密度
可分解为：
- 式中:
是二进制周期函数；
是三电平伪随机函数,原始序列的移位序列- 例子：周期N=15的m序列
的自相关函数为：
- 技术路线：
- 由于ε≠0 ，乘积中形成一个新的m码分量，该m码结构为原m码的位移码
- 将各相关函数合并，得：
- 傅里叶变换得功率谱密度函数为：
- 上述结果对
都能成立 - 在
时，合成信号的功率谱密度函数退化为伪随机码的功率谱密度函数 - 在 ε=0 时，合成信号的功率谱全部都成为直流分量
- 码元同步偏移的影响分析：
- 令：
- 则有两个PN码存在同步偏移时的功率谱密度为：
- （1）码元同步偏移 ε 增大，Pc(t,ε) 中的直流分量减小，相关函数最大值（τ=0 时的相关值）减小，并产生一个比原始扩频码频谱更宽的扩频信号。
- （2）Nε(f)的单边带宽（功率谱第一个零点）为
（而扩频码的单边带宽为1/Tc ）。随着码元同步偏移
的增大，Nε(f) 的功率谱逐渐趋于伪随机码的功率谱；当
时，其功率谱成为纯粹的伪随机码功率谱。 - Nε(f)是由码元同步偏移产生的一种噪声，对有用信号将造成干扰，故有文献称作码自噪声。只有第二项中k=1分量（
）能通过中频滤波器，故码自噪声在相关器输出功率为：
- 应用分析：
- 对于外差式相关解扩器，码元理想同步时(ε=0)，相关器输出（不考虑噪声）为:
- 【当码元同步发生偏移时】，相关器输出为：
- 最大值为
，等号在ε=0 (理想同步)时成立。有用信号功率受到损失 - 由于码元同步偏移
的存在，相关解扩器输出有用信号的功率(幅度)下降，造成相关损失
5.2.2 载波抑制不足和码不平衡对相关器输出的影响
- 载波抑制不足和码钟泄露的影响：
- （1）中心频点：
- 中心频率点
处谱密度不为0，是由于抑制不足而产生的残留载波
- 中心频率点
- （2）主瓣零点：
- 频谱主瓣零点f0±Rc处，是由于调制码中包含的位同步时钟分量进入调制器而产生的寄生调制信号。频谱第二个零点处的寄生调制信号是位同步时钟的二次谐波分量。
- 各种情况的影响分析：
- （1）载波抑制不足的影响：
- 残留载波相当于单频正弦波干扰信号。通过相关解扩器后，增加相关器输出噪声，降低接收机输出信噪比。
- （2）码钟泄露的影响：
- 主瓣零点处寄生调制信号（调制码位同步时钟进入调制器造成），使已调波产生寄生调幅，同样也相当于单频正弦波干扰信号。
- 通过相关器后，使接收机输出噪声增加，信噪比降低。由于扩频接收机的射频带宽通常为2Rc，故 f0±2Rc处的寄生调制信号不影响。
- （3）本地参考信号的影响
- 外差式相关处理，不仅要求发送端送来的扩频信号对载波和位同步时钟分量有很好的抑制性能；
- 同时，要求本地平衡调制器也必须对载波和位同步时钟所产生的寄生调制信号有良好的抑制度。
- 否则，同样会增加接收机输出噪声，降低输出信噪比。
- （1）载波抑制不足的影响：
- 解决办法：
- （一）提高载波抑制度：
- 要求DSSS平衡调制器载波抑制度至少等于系统处理增益。
- （一）提高载波抑制度：
- 举例
- （二）设计码接口电路：
- 干扰导致DSSS接收机相关器的输出信噪比下降
- 干扰功率在系统干扰容限之内时，系统能有效工作，相关器输出受干扰影响很小，输出质量（信噪比）完全满足系统要求。
- 干扰功率超过系统干扰容限时，则需要特殊的抗干扰算法，首先消除大部分干扰功率，然后在进行相关处理。
- 扩频系统的主要特征之一是具有较强的抑制干扰能力。
- DS-SS和FH-SS系统抗干扰分析：
(1) 干扰信号对直接序列系统的影响
- 信号模型：
- 相关处理过程：
- 有用信号：
- 输入：DS信号与本地参考信号相关（扩频码及载波都已同步）
- 输出：基带信息调制的中频信号；经窄带滤波器后输出到相应解调器，恢复出传输信息。
- 干扰：- 干扰与本地参考信号相乘，变成宽带信号；大部分功率都落在带通滤波器通带外，通过窄带滤波器的能量仅是干扰能量的一小部分。- 因而，接收机能有效提取有用信号、抑制干扰。
- 【无干扰情况】，相关器输出信噪比：
- 其中，相关器输出的系统噪声- 当系统噪声仅为热噪声情况时：
- 【存在干扰情况】DS系统对不同类型的干扰反应不同!
- ① 窄带干扰信号：J1(t) 输入到相关器与本地扩频信号相乘，根据卷积原理，干扰信号功率谱被本地参考信号展宽，带宽与本地参考信号的带宽相等( )，经中频滤波器后，只有少量干扰功率能通过中频带通滤波器输出：
- ② 宽带干扰信号：J2(t)功率为J2 ，带宽2Rc。根据频域卷积定理，干扰信号带宽被扩展为本地参考信号带宽的两倍( )，中频滤波器输出的噪声功率为。在同样强度干扰下，与窄带干扰相比，宽带干扰信号的输出功率降低了3dB。
- 小结：
- 对DS-SS系统，输入干扰信号功率一定时，其带宽越宽，对系统的影响就越小。
- DSSS系统对宽带干扰的反应不敏感，抗宽带干扰能力为Gp。
- 若把连续波单频干扰认为是最窄的窄带干扰，而把宽带干扰的带宽上限定为参考信号带宽，则相关器输出干扰信号的功率在3dB的范围内变化。
- 相关器输出干扰信号功率：
- 举例
- 相关器输出信噪比（考虑系统噪声）：
- 即为接收机信息解调器或同步检测器的输入信噪比
(2) 干扰信号对FH-SS系统的影响
FH-SS系统抗干扰分析：
- FH-SS系统以“躲避”方式抑制干扰。本地参考信号是一个与发射端同步且以同速率跳变的一些频率信号。外差式相关解扩器，其频率与发射信号频率相差一中频。
针对宽带干扰，覆盖跳频带宽大部或全部，每个频点信号都受到干扰污染。因而FHSS对宽带干扰信号反应敏感，任何跳变频率都无法“躲避”这种宽带干扰，故宽带大功率干扰信号对于频率跳变系统危害较大。
（一）假定一个频道内，当干扰信号功率 J≥ε 时，认为输出信噪比不能满足要求，则：
- （1）窄带干扰：只要功率不小于ε ，将对跳频接收机的一个频道造成干扰。
- （2）宽带干扰：（若功率不变）由于每个频道受到的干扰功率值降低为 ε/N ，就有可能不会对接收机产生任何影响（输出信噪比满足要求）。
- （二）若干扰信号功率足够大， J≥εN
- （1）宽带干扰：每频道受到的干扰功率都不小于ε ，因而接收机N个频道输出信噪比都不满足要求。
- （2）窄带干扰：除受到干扰的那个频道输出信噪比严重下降外，其他频道由于没有受到干扰，能够正常工作。
- 举例
5.3 基带解调与载波同步
- DS-SS系统总使用相干检测器：
- 解扩后的问题就是从中频信号中检测出基带信号
- DSSS接收机中基带恢复一般是一个相干过程。接收机的本地参考信号必须是发送信号的准确估计；相干检测器比其他类型的检测器有优良的特性。
5.3.1 锁相环解调器原理
- 理论依据
- 在噪声干扰条件下，从均方误差最小的角度来看，锁相环路是信号相位最佳估计器。理论分析表明：对相位估计的统计分析，最佳估计设备必然导致为一个锁相环路。
5.3.2 平方环解调器
- DSSS信号特点
- 调制方式常采用抑制载波的双平衡调制器。信号载波分量被抑制了几十dB，功率谱密度通常很低，与大气噪声或接收机内部噪声相比相差无几甚至更低，有用信号淹没在噪声中，而信号中的载波又被进行抑制，用一般锁相环难于提取载波。
- 平方环
- 要获得相干参考信号，可将输入信号进行非线性变换，产生离散载波频率分量，然后用窄带滤波器将载波分量提取出来
- 常用非线性变换方法：将信号进行平方运算或全波整流，产生二倍频分量，然后输入鉴相器利用锁相环路跟踪二倍频载波。被跟踪的二倍频载波经二分频并相移90o，与输入信号相乘就可解调出信息。
- 平方环结构
- 相位模糊问题：
- 分频后的信号可能出现两个相位，即载波相位模糊。对差分PSK没有影响（差分码与初相无关，仅与相位变化有关）
- 若要产生绝对相移的参考信号，则应将分频后的两个状态加以分辨。例如：规定一组编码信号，根据解调出的编码信号极性，判断参考信号的相位是否正确，若极性相反，将分频后信号相位移相180
- 平方环特点
- 优点：使双边带抑制载波信号经平方后产生二倍频载波，便于载波提取，实现载波跟踪与同步
- 缺点：环路工作在二倍频后的频率上，工作频率较高，环路的稳定性能较差
5.3.3 Costas环解调器
- Costas环（“I-Q”环）是用来解调抑制载波双边带调幅信号的，也是二相或四相相移键控信号解调的专用环路，工作在载波频率。
- 工作原理：
- 不考虑噪声，假设环路处于锁定状态,
- 输入信号：
- I 路鉴相器输出：
- Q路鉴相器输出：
- LPF输出：
- 3rd乘法器输出
- 仅包含相位差信息的信号经过环路滤波器滤波，来校正VCO的频率和相位，使其输出跟踪输入的载波
- 信息解调：
- 调制信息 d(t) 由环路低通滤波器输出端得到。I 路滤波器输出为
，当
很小时，输出约等于
- 调制信息 d(t) 由环路低通滤波器输出端得到。I 路滤波器输出为
- 相位模糊问题：
- 也存在相位模糊问题。与平方环只存在 0 和 π 的相位模糊不同，它存在0、π/2 、π和3π/2的模糊
- QPSK信号解调时，由于相位模糊，同相支路低通滤波器输出可能是同相分量信号I(t) 或-I(t) ，也可能是Q(t) 或-Q(t) 。
- 同样，正交支路输出也可能是I(t) 或-I(t)与Q(t) 或-Q(t)中的某一个，但两支路输出不会是同一分量信号。
性能分析：
QPSK信号载波恢复环路有多种构成方法。无论从性能还是从实现方便看，四相基带数字处理载波恢复环都是一种最佳选择。由日本人松尾首先提出，故称之为“松尾环”。
- 基带处理部分
- 鉴相特性：
- 基带输入：
- 加法器输出：
- 减法器输出：
- 判决器：
- 模2加运算：
- LF控制电压：
- 基带处理后，控制电压 e(t) 中不包含数字调制信息 I(t) 和 Q(t)，只包含载波相位差。四相松尾环对QPSK信号的跟踪可等效成一个具有
鉴相特性的普通锁相环 - 具有矩形鉴相特性。在0~2π 区间内，有0，π/2 ，π 和 3π/2 四个稳定锁定点
- 松尾环特点：
- (1)电路简单、易于集成实现。
- 基带部分很适合于数字逻辑电路实现，甚至整个载波恢复环路可全部采用数字电路实现，电路构成显得十分简单。
- (2) 具有矩形形状的鉴相特性。
- 锁相环同步带宽及静态相位误差与环路增益有关。若使恢复载波相位误差小，跟踪带宽大，应提高环路增益。理想情况下（无噪声和干扰），具有矩形鉴相特性的环路，其增益（鉴相特性稳定相位锁定点处曲线斜率）为无穷大。故这种环路就能以极小的相位误差和很宽的同步带宽对输入信号进行跟踪。
- (1)电路简单、易于集成实现。
- 信息解调：
- 四相松尾环在完成载波恢复同时，也完成了两路基带信号恢复。在环路锁定时
- 则有：
- 说明：
- 利用四相松尾环也可构成8PSK解调环。对于多相相移键控信号来说，松尾环无疑是一种最佳的解调环路，由于它的基带处理方式能够完全消除已调信号中的调制信息，因此，由它构成的解调环在相位锁定点处将不引入调制噪声和码型噪声。
- 四相松尾环另一形式：
- DS-SS发射机：
- 载波抑制度不足将使输出信号中存在载波分量。
- 浪费输出功率，隐蔽性降低；
- DS-SS接收机：
- 未被抑制的载波分量作为干扰信号进入接收机，降低抗干扰能力（增加相关器输出噪声），造成载波提取困难。
- 实例：
- 载波抑制不足对平方环的影响
- BPSK输入信号：
- 残留载波信号：
- 平方环路输入：
- 平方运算后，P点信号为：
- 第1项：直流分量
- 第2项：调制信号（缓变量）；这两项被带通滤波器滤除
- 第3项：载波2倍频分量（期望值）
- 第4项：对提取载波影响最大（干扰项－抑制载波BPSK信号）
- 说明：BPSK信号平方后，不仅包括单频正弦波（期望值），还有一带有残留载波的BPSK信号，它能通过中心频率为
的窄带带通滤波器，其载波频率附近的边频（调制信号）分量落在滤波器通带之内，可使得 VCO 频率错锁在这些边频上 - 只有当：
- 成立时，第四项才可忽略。也就是说，只有当残留载波的功率（
）远远小于有用信号的功率（ 
）时，VCO才不会错锁在边频上 - 注意：由残留载波产生的第四项同样要进入环路，其影响是使环路内噪声增加，引起VCO输出信号相位噪声增大。
5.4 频率跳变信号的解跳和解调
- 包络检测器是FH-SS系统常用的解调器：
- FH-SS系统较难保证相干性
- 跳频器跳到一个新频率上时，进入解调器信号的相位就要改变
- 锁相环路不适用于对FH信号的解调
- 取而代之的是包络检测器，它不考虑输入信号相移，且能对脉冲信号很快地响应，故是频率跳变系统中常用的解调器
- FH-SS系统对信息调制方式要求灵活，对信息类型的要求也很灵活，既可以是模拟信号，也可是数字信号
- FH-SS接收机对发射信号作反变换：首先将每个接收到的频率跳变信号变换到窄带滤波器通带内，完成解跳；再将已解跳信号送到基带解调器，恢复出发射端原始信息。
- FH-SS接收机性能取决于解跳器（相关解扩器）及其后面带通滤波器的性能，即在有用信号无失真地通过带通滤波器的情况下，能有效地抑制干扰信号。
- FH-SS接收机解跳：
- 原理：频率合成器输出频率与接收信号差一个中频
。乘法器和中频滤波器组成了频率跳变扩频接收机的相关解扩器，在完成接收信号相关解扩同时，又实现信号的下变频。中频滤波器带宽为已调信号带宽。
- 原理：频率合成器输出频率与接收信号差一个中频
FH-SS接收机解调：
FH系统数字信号调制：（CH4）
- 二进制FH-SS采用FSK时，用发射某个频率表示数据1，而发射另一个频率表示0。接收机判断两个频率中哪一个载有信号。因此，频率跳变扩频接收机必须能够同时观测两个信道。
- FH-SS接收机原理方框图（假设扩频码同步）：
- 在对数字调制频率跳变信号的解扩同时可完成基带信号解调
- 注意：数据“1”和“0”的射频脉冲包络互补。可以不使用双通道接收机，而用一个单通道接收机即能完成同一功能。
5.4.3 M进制FH-SS信号解跳
跳频系统常常使用M进制（如MFSK）频率跳变信号来发射
“M进制” 跳频系统
- 发射机在每一个切普时间内，从对应于数据输入的一组频率信号M个中选择一个作为发射信号
- 例如：对于3比特信息，发射机在某瞬时从8个候选的频率中选择一个来发射，这时每个能传输3比特信息。8个候选频率分别对应8种可能数据组：000、001、010、011、100、101、110、111中的一个。其频率围绕某个中心频率分布，它们有确定关系。
- 频率跳变的特点：
- 频率跳变是从一个中心频率跳变到另一个中心频率
- 同时，由于有数据调制，中心频率要发生偏移，根据传送数据，偏移到8个频率中的某一个频率
- 注意：除非为了实现同步，中心频率 是从不发射的- 在时刻M进制跳频信号频率关系为：
- 为跳频发射机在时输出信号的中心频率（没有数据调制时）， 为有数据调制时输出信号的频率。
“M进制” 跳频系统解调
- 信号解跳后，中频信号就是普通多电平（多进制）调制信号，采用多电平调制信号的解调方法即可完成信号解调。
- 工作原理：信号解跳后，要对M个信道同时进行比较，根据最大值原理进行抉择。理论上，可采用M部接收机同时工作，然后把解跳后信号送入M个带通滤波器和包络检波器并联组成的检测器，并将其输出送入最大值检测器作出判决。
M进制调制的特点
- 优点：每个切普可以传输更多比特信息
- 缺点：存在系统干扰容限降低问题
- 因为只要M-1个非传输信息通道中有一个信道中存在超过有用信号幅度的干扰，检测器就会作出错误判决，而且这一误差将代表多个比特信息。这就是用降低信息传输的可靠性为代价，来换取提高信息传输的有效性。
- M进制解调器因其包含有太多的中频（带通）滤波器和包络检波器，在工程实现上比较复杂。当接收信号被解跳后，中频信号就是普通的多电平（多进制）调制信号了，采用多电平调制信号的解调方法即可完成信号的解调。
- 另外一种M进制跳频系统接收机：
5.6 基带信号的同步
5.7 扩频接收机灵敏度与自动增益控制
5.7.1 扩频接收机灵敏度
- 任何接收机的灵敏度都受到接收机内部噪声的限制
- 假设接收机系统是线性，则进入接收机的大气噪声、接收机内部噪声与其它任何干扰信号的功率是相加的
- 接收机灵敏度为：
- 接收机输出信噪比一定时，接收机灵敏度（信号功率）完全取决于接收机噪声系数和等效噪声带宽
- 灵敏度的本质？ 误码率 → 信噪比
- 在扩频接收机中，等效噪声带宽有两个：
- （1）解扩前带宽B1
- （2）解扩后带宽B2 ，两者相差Gp倍
- 计算灵敏度时，带宽B应为解扩后带宽
- 原因：不论接收机前端带宽多宽、进入的噪声和干扰功率多大，影响接收灵敏度的或者说影响收信机输出信号质量的关键取决于解调器输入端信噪比，也即扩频接收机的输出信噪比(S/N)out
- 由于扩频接收机灵敏度只与解扩后信号带宽有关，与扩频信号带宽无关，可以说扩频处理增益对扩频接收机灵敏度毫无贡献。
如何理解扩频接收机可以在低信噪比下工作？
【假设】接收机输入噪声为高斯白噪声：
- 系统Gp=30dB，信号带宽为10kHz，扩展带宽为10MHz，扩频接收机带宽相应增加1000倍，进入扩频接收机噪声增加30dB。
- 假设接收机收信灵敏度为-115dBm。对于常规接收机来说，进入接收机的噪声功率约为
（T=300K，B=10kHz），接收机要求输入的最小信噪比为18dB
- 同样条件下，进入扩频接收机噪声功率为-103dBm（+30dB）（T=300K，B=10MHz），扩频接收机要求输入的最小信噪比为-12dB
- 扩频接收机在负信噪比下工作，完全是由频谱扩展后噪声功率增加的缘故，对输入信号功率的要求并没有降低，即接收机的收信灵敏度没有提高
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